Que pasa cos downconversers dixitais: parte 2

Na primeira parte deste artigo, What's Up with Digital Downconverters—Parte 1, analizamos o impulso da industria para a mostra de frecuencias máis altas en bandas de RF de maior frecuencia e como os downconversers dixitais (DDC) poden habilitar este tipo de arquitectura de radio. Tratáronse varios aspectos técnicos relacionados co DDC que reside na familia de produtos AD9680. Un destes aspectos foi que os anchos de banda de mostraxe de entrada máis altos permiten arquitecturas de radio que poden facer mostras directamente en frecuencias de RF máis altas e converter os sinais de entrada directamente en banda base. O DDC permite que un ADC de mostraxe de RF dixitalice tales sinais sen o gasto dunha gran cantidade de datos. O filtrado de sintonía e decimación que reside no DDC pódese utilizar para sintonizar a banda de entrada e filtrar as frecuencias non desexadas. Nesta entrega analizaremos o filtrado de decimación e aplicarémolo ao exemplo que se comentaba na parte 1. Ademais botaremos unha ollada a Virtual Eval, que incorpora o motor ADIsimADC nunha nova e renovada ferramenta de simulación de software. Utilizarase Virtual Eval para demostrar a forma en que o resultado simulado coincide cos datos medidos no exemplo. Na parte 1 analizamos un exemplo onde usamos o NCO e o filtrado de decimación no DDC para ver os efectos do pregamento de frecuencia e a tradución no DDC. Agora analizaremos máis de cerca o filtrado de decimación e como o alias ADC inflúe na resposta efectiva do filtrado de decimación. Unha vez máis miraremos ao AD9680 como exemplo. As respostas do filtro de decimación normalízanse para que a resposta se poida ver e comprender e aplicarse a cada grao de velocidade. As respostas do filtro de decimación simplemente escalan coa frecuencia de mostraxe. Nos gráficos de resposta do filtro incluídos aquí, a perda de inserción específica vs. a frecuencia non se dá exactamente pero móstrase figuradamente para ilustrar a resposta aproximada do filtro. Estes exemplos están destinados a dar unha comprensión de alto nivel das respostas do filtro de decimación para comprender aproximadamente onde residen a banda de paso do filtro e a banda de parada. Lembre que o AD9680 ten catro DDC que consisten nun NCO, ata catro filtros de media banda en cascada (HB) (que tamén se denominarán filtros de decimación), un bloque de ganancia opcional de 6 dB e un complexo opcional de conversión real. bloque como se ilustra na figura 1. Como comentamos na Parte 1, o sinal pasa primeiro polo NCO, que cambia os tons de entrada en frecuencia, despois pasa polo decimación, opcionalmente polo bloque de ganancia e, opcionalmente, pola conversión complexa a real. Figura 1. Bloques de procesamento de sinal DDC no AD9680. Comezaremos mirando os filtros de decimación DDC cando o bloque de conversión complexo a real estea activado no AD9680. Isto significa que o DDC estará configurado para aceptar unha entrada real e ter unha saída real. No AD9680, a conversión complexa a real cambia automaticamente as frecuencias de entrada en frecuencia nunha cantidade igual a fS/4. A figura 2 mostra a resposta paso baixo do filtro HB1. Esta é a resposta de HB1 que mostra a resposta do dominio real e complexa. Para comprender o funcionamento real do filtro, é importante ver primeiro a resposta básica do filtro nos dominios real e complexo para que se poida ver a resposta de paso baixo. O filtro HB1 ten unha banda de paso do 38.5% da zona de Nyquist real. Tamén ten unha banda de parada que é o 38.5% da zona real de Nyquist, sendo a banda de transición o 23% restante. Así mesmo, no dominio complexo, a banda de paso e a banda de parada constitúen cada unha o 38.5% (77% total) da zona complexa de Nyquist, sendo a banda de transición o 23% restante. Como ilustra a figura 2, o filtro é unha imaxe espello entre os dominios reais e complexos. Figura 2. Resposta do filtro HB1: resposta do dominio real e complexa. Agora podemos observar o que ocorre cando colocamos o DDC en modo real activando o bloque de conversión complexo a real. A habilitación da conversión complexa a real dá lugar a un cambio de fS/4 no dominio da frecuencia. Isto móstrase na Figura 3, que mostra o cambio de frecuencia e a resposta do filtro resultante. Observe as liñas continuas e as liñas de puntos da resposta do filtro. A liña continua e a área sombreada indican que esta é a nova resposta do filtro despois do cambio de frecuencia fS/4 (a resposta do filtro resultante non pode cruzar o límite de Nyquist). As liñas de puntos móstranse a modo de ilustración para mostrar a resposta do filtro que existiría se non fose por entrar no límite de Nyquist. Figura 3. Resposta do filtro HB1: modo DDC real (conversión complexa a real activada). Teña en conta que o ancho de banda do filtro HB1 permanece inalterado entre as figuras 2 e 3. A diferenza entre os dous é o cambio de frecuencia fS/4 e a frecuencia central resultante dentro da primeira zona de Nyquist. Observe, porén, que na Figura 2 temos o 38.5% de Nyquist para a parte real do sinal e o 38.5% de Nyquist para a parte complexa do sinal. Na Figura 3, co bloque de conversión complexo a real activado, hai un 77% de Nyquist para o sinal real e o dominio complexo descartouse. A resposta do filtro permanece inalterada á marxe do cambio de frecuencia fS / 4. Ademais, observe como produto desta conversión que a taxa de decimación agora é igual a un. A taxa de mostraxe efectiva aínda é fS, pero en lugar de toda a zona de Nyquist só hai un 77% do ancho de banda dispoñible na zona de Nyquist. Isto significa que co filtro HB1 e o bloque de conversión complexo a real habilitado a taxa de decimación é igual a un (consulta a folla de datos AD9680 para obter máis información). A continuación analizaremos as respostas de filtro de diferentes taxas de decimación (é dicir, a habilitación de varios filtros de media banda) e como o aliasing das frecuencias de entrada ADC afecta ás respostas efectivas do filtro de decimación. A resposta en frecuencia real de HB1 vén dada pola liña azul sólida da Figura 4. A liña discontinua representa a resposta efectiva de alias de HB1 debido aos efectos de alias do ADC. Debido ao feito de que as frecuencias entran en 2a, 3a, 4a, etc. Áreas Nyquist alias na primeira zona Nyquist do ADC, a resposta do filtro HB1 está efectivamente aliasada nestas zonas Nyquist. Por exemplo, un sinal que reside en 3fS/4 fará un alias na primeira zona de Nyquist en fS/4. É importante entender que a resposta do filtro HB1 reside só na primeira zona de Nyquist e que é o aliasing do ADC o que fai que a resposta efectiva do filtro HB1 pareza estar aliada nas outras zonas de Nyquist. Figura 4. Resposta efectiva do filtro HB1 debido ao aliasing ADC. Agora vexamos o caso no que activamos HB1 + HB2. Isto resulta nunha relación de decimación de dous. Unha vez máis, a resposta en frecuencia real dos filtros HB1 + HB2 vén dada pola liña azul continua. A frecuencia central da banda de paso do filtro segue sendo fS/4. A activación dos filtros HB1 + HB2 dá como resultado un ancho de banda dispoñible do 38.5 % da zona de Nyquist. Unha vez máis, observe os efectos de aliasing do ADC e o seu impacto na combinación de filtros HB1 + HB2. Un sinal que aparece en 7fS/8 aliarase á primeira zona de Nyquist en fS/8. Do mesmo xeito, un sinal a 5fS/8 aliarase á primeira zona de Nyquist a 3fS/8. Estes exemplos co bloque de conversión complexo a real activado pódense estender facilmente de HB1 + HB2 para incluír un ou ambos os filtros HB3 e HB4. Teña en conta que o filtro HB1 non se pode anular cando o DDC está activado, mentres que os filtros HB2, HB3 e HB4 pódense activar opcionalmente. Figura 5. Resposta efectiva do filtro HB1 + HB2 debido ao aliasing ADC (taxa de decimación = 2). Agora que se falou do funcionamento do modo real cos filtros de diezmación habilitados, agora pódese examinar o complexo modo de funcionamento co DDC. O AD9680 seguirase a usar como exemplo. De xeito similar ao funcionamento en modo real do DDC, presentaranse as respostas normalizadas do filtro de decimación. Unha vez máis, os gráficos de resposta de filtro de exemplo incluídos aquí non mostran a perda de inserción específica vs. frecuencia, pero en cambio mostran figurativamente a resposta aproximada do filtro. Isto faise para dar unha comprensión de alto nivel de como as respostas do filtro se ven afectadas polo alias ADC. Co DDC en modo complexo, está configurado para ter unha saída complexa que consiste en dominios de frecuencia real e complexo coñecidos habitualmente como I e Q. Lembre da Figura 2 que o filtro HB1 ten unha resposta de paso baixo cunha banda de paso do 38.5% da zona de Nyquist real. Tamén ten unha banda de parada que é o 38.5% da zona real de Nyquist, sendo a banda de transición o 23% restante. Así mesmo, no dominio complexo, a banda de paso e a banda de parada constitúen cada unha o 38.5% (77% total) da zona complexa de Nyquist, sendo a banda de transición o 23% restante. Cando se opera o DDC en modo de saída complexo co filtro HB1 activado, a relación de decimación é igual a dous e a frecuencia de mostraxe de saída é a metade do reloxo de mostra de entrada. Ampliando o gráfico da Figura 2 para mostrar os efectos do aliasing do ADC temos o que se mostra na Figura 6. A liña azul sólida representa a resposta real do filtro mentres que a liña azul de puntos representa a resposta de alias efectiva do filtro debido aos efectos de alias do ADC. Un sinal de entrada en 7fS/8 aliarase á primeira zona de Nyquist en fS/8, colocándoo na banda de paso do filtro HB1. A imaxe complexa deste mesmo sinal reside en –7fS/8 e será alias no dominio complexo a –fS/8, colocándoa na banda de paso do filtro HB1 no dominio complexo. Figura 6. Resposta eficaz do filtro HB1 debido ao aliasado ADC (taxa de decimación = 2) —complexo. Seguindo, veremos o caso no que HB1 + HB2 están habilitados, que se mostra na Figura 7. Isto dá como resultado unha relación de decimación de catro para cada saída I e Q. Unha vez máis, a resposta en frecuencia real dos filtros HB1 + HB2 vén dada pola liña azul continua. Habilitar ambos os filtros HB1 + HB2 resulta un ancho de banda dispoñible do 38.5% da zona de Nyquist decimada en cada un dos dominios reais e complexos (38.5% de fS / 4, onde fS é o reloxo de mostra de entrada). Observe os efectos de aliasing do ADC e o seu impacto na combinación de filtros HB1 + HB2. Un sinal que aparece en 15fS/16 aliarase á primeira zona de Nyquist en fS/16. Este sinal ten unha imaxe complexa en –15fS/16 no dominio complexo e identificarase na primeira zona de Nyquist do dominio complexo en –fS/16. Unha vez máis estes exemplos pódense estender aos casos nos que HB3 e HB4 están habilitados. Non se mostran neste artigo pero pódense extrapolar facilmente en función da resposta de HB1 + HB2 que se mostra na Figura 7. Figura 7. Resposta efectiva do filtro HB1 + HB2 debido ao aliasing ADC (taxa de decimación = 4)—complexo. Algunhas das preguntas que me veñen á cabeza ao ver todas estas respostas do filtro de diezmas poden ser: "Por que decimamos?" e "Que vantaxe ofrece?" Diferentes aplicacións teñen diferentes requisitos que se poden beneficiar da decimación dos datos de saída ADC. Unha motivación é obter a relación sinal-ruído (SNR) sobre unha banda estreita de frecuencia que reside nunha banda de frecuencia de RF. Outro motivo é o menor ancho de banda para procesar, o que resulta en taxas de saída máis baixas na interface JESD204B. Isto pode permitir o uso dun FPGA de menor custo. Ao usar os catro filtros de decimación, o DDC pode obter unha ganancia de procesamento e mellorar a SNR ata 10 dB. Na Táboa 1 podemos ver o ancho de banda dispoñible, a relación de decimación, a frecuencia de mostraxe de saída e a mellora ideal da SNR que ofrecen as diferentes seleccións de filtros de decimación ao operar o DDC en modos reais e complexos. Táboa 1. Características do filtro DDC para AD9680 Selección do filtro de decimación Saída complexa Alias ​​de saída real Ancho de banda protexido Mellora de SNR ideal Ratio de decimación Frecuencia de mostraxe de saída Ratio de decimación Frecuencia de mostraxe de saída HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 × fS4. 0.25 × fS 2 HB0.5 + HB0.1925 + HB4 1 2 × fS 3 8 × fS 0.125 × fS 4 HB0.25 + HB0.09625 + HB7 + HB1 2 3 × fS 4 16 × fS 0.0625 8 × fS 0.125 × fS 0.048125 × fS 10 × fS 9680 información sobre os modos de funcionamento real e complexo dos filtros de decimación no ADXNUMX. Hai varias vantaxes que se ofrecen ao utilizar o filtrado de decimación. O DDC pode funcionar en modo real ou complexo e permitir ao usuario usar diferentes topoloxías de receptores dependendo das necesidades da aplicación en particular. Agora pódese unir isto co que se comentaba na parte 1 e axudará a ver un exemplo real co AD9680. Este exemplo poñerá os datos medidos xunto cos datos simulados de Virtual Eval™ para que se poidan comparar os resultados. Neste exemplo, empregaranse as mesmas condicións que se utilizaron na parte 1. A frecuencia de mostraxe de entrada é de 491.52 MSPS e a frecuencia de entrada é de 150.1 MHz. A frecuencia NCO é de 155 MHz e a taxa de decimación establécese en catro (debido á resolución NCO, a frecuencia NCO real é de 154.94 MHz). Isto dá como resultado unha taxa de mostraxe de saída de 122.88 MSPS. Dado que o DDC está a realizar mesturas complexas, o dominio da frecuencia complexa inclúese na análise. Teña en conta que engadíronse as respostas do filtro de decimación e móstranse en vermello escuro na Figura 8. Figura 8. Sinais ao pasar polo bloque de procesamento de sinais DDC: móstrase o filtrado de decimación. Espectro despois do cambio NCO: a frecuencia fundamental cambia de +150.1 MHz a –4.94 MHz. A imaxe do fundamental cambia de –150.1 MHz e envolve a +186.48 MHz. O segundo harmónico pasa de 2 MHz a 191.32 MHz. O 3o harmónico cambia de +41.22 MHz a –113.72 MHz. Espectro despois de decimar en 2: a frecuencia fundamental mantense en –4.94 MHz. A imaxe do fundamental tradúcese ata –59.28 MHz e é atenuada polo filtro de decimación HB2. O segundo harmónico mantense en 2 MHz. O 3o harmónico é atenuado polo filtro de decimación HB2. Espectro despois de decimar en 4: o fundamental mantense en –4.94 MHz. A imaxe do fundamental mantense en –59.28 MHz e é atenuada polo filtro de decimación HB1. O 2º harmónico mantense en –36.38 MHz e é atenuado polo filtro de decimación HB1. O 3o harmónico é filtrado e practicamente eliminado polo filtro de decimación HB1. A medida real no AD9680-500 móstrase na Figura 9. A frecuencia fundamental é de –4.94 MHz. A imaxe do fundamental reside en –59.28 MHz cunha amplitude de –67.112 dBFS, o que significa que a imaxe se atenuou aproximadamente 66 dB. O segundo harmónico reside en 2 MHz e atenuouse aproximadamente entre 36.38 dB e 10 dB. Filtrouse o 3.º harmónico o suficiente para que non se eleve por encima do fondo de ruído na medición. Figura 9. Saída complexa de sinal FFT despois de DDC con NCO = 155 MHz e decima en 4. Agora Virtual Eval pode usarse para ver como os resultados simulados se comparan cos resultados medidos. Para comezar, abra a ferramenta desde o sitio web e seleccione un ADC para simular (consulte a Figura 10). A ferramenta Virtual Eval está no sitio web de Analog Devices en Virtual Eval. O modelo AD9680 que reside en Virtual Eval incorpora unha nova característica que se está a desenvolver que permite ao usuario simular diferentes graos de velocidade dos ADC. Esta característica é clave para o exemplo xa que o exemplo utiliza o AD9680-500. Unha vez que se cargue Virtual Eval, a primeira solicitude é seleccionar unha categoría de produto e un produto. Teña en conta que Virtual Eval non só cobre ADC de alta velocidade senón que tamén ten categorías de produtos para ADC de precisión, DAC de alta velocidade e convertidores integrados / de propósito especial. Figura 10. Categoría de produto e selección de produtos en Virtual Eval. Seleccione o AD9680 na selección de produtos. Isto abrirá a páxina principal para a simulación do AD9680. O modelo Virtual Eval para o AD9680 tamén inclúe un diagrama de bloques que ofrece detalles sobre a configuración interna das funcións analóxicas e dixitais ADC. Este diagrama de bloques é o mesmo que o dado na folla de datos do AD9680. Desde esta páxina, seleccione o grao de velocidade desexado no menú despregable do lado esquerdo da páxina. Para o exemplo aquí, seleccione o grao de velocidade de 500 MHz como se mostra na Figura 11. Figura 11. Selección de grao de velocidade AD9680 e diagrama de bloques en Virtual Eval. A continuación, deben establecerse as condicións de entrada para realizar a simulación FFT (ver Figura 12). Lembra que as condicións de proba para o exemplo inclúen unha frecuencia de reloxo de 491.52 MHz e unha frecuencia de entrada de 150 MHz. O DDC está habilitado coa frecuencia NCO definida en 155 MHz, a entrada ADC está configurada en Real, a conversión complexa a real (C2R) está desactivada, a taxa de decimación DDC está definida en Catro e a ganancia de 6 dB no DDC é Activado. Isto significa que o DDC está configurado para un sinal de entrada real e un sinal de saída complexo cunha relación de decimación de catro. A ganancia de 6 dB no DDC está habilitada para compensar a perda de 6 dB debido ao proceso de mestura no DDC. A avaliación virtual mostrará só os resultados de ruído ou distorsión á vez, polo que se inclúen dúas gráficas onde unha mostra os resultados de ruído (Figura 12) e a outra mostra os resultados da distorsión (Figura 13). Figura 12. Simulación AD9680 FFT en Virtual Eval: resultados de ruído. Figura 13. Simulación FFT AD9680 en Virtual Eval: resultados de distorsión. Hai moitos parámetros de rendemento que se indican en Virtual Eval. A ferramenta proporciona as localizacións harmónicas, así como a situación da imaxe fundamental, que pode ser moi útil cando se planifica a frecuencia. Isto pode axudar a facer a planificación de frecuencia un pouco máis doada ao permitir ao usuario ver se a imaxe fundamental ou os tons harmónicos aparecen no espectro de saída desexado. A simulación en Virtual Eval dá un valor SNR de 71.953 dBFS e un SFDR de 69.165 dBc. Non obstante, considere por un momento que a imaxe fundamental non estaría normalmente no espectro de saída e, se eliminamos ese estímulo, entón o SFDR é de 89.978 dB (que é de 88.978 dBc cando se refire á potencia de entrada de -1 dBFS). Figura 14. Resultado da medición FFT AD9680. O simulador Virtual Eval non inclúe a imaxe fundamental cando calcula a SNR. Asegúrate de axustar a configuración en VisualAnalog™ para ignorar a imaxe fundamental na medición para acadar a SNR correcta. A idea é planificar a frecuencia onde a imaxe fundamental non estea na banda desexada. O resultado medido para a SNR é de 71.602 dBFS, o que é bastante próximo ao resultado simulado de 71.953 dBFS en Virtual Eval. Así mesmo, o SFDR medido é de 91.831 dBc, o que é moi próximo ao resultado simulado de 88.978 dBc. Virtual Eval fai un traballo incrible ao predicir con precisión o comportamento do hardware. O comportamento do dispositivo pódese predicir dende a comodidade dunha boa cadeira cunha boa cunca de café ou té quente. Particularmente no caso dun ADC con DDC como o AD9680, Virtual Eval é capaz de simular o rendemento do ADC, incluíndo imaxes e harmónicos o suficientemente ben como para que o usuario poida planificar a frecuencia e manter estes sinais non desexados fóra da banda sempre que sexa posible. Como a agregación de portadoras e o mostraxe directo de RF seguen aumentando en popularidade, ter unha ferramenta na caixa de ferramentas como Virtual Eval é bastante útil. A capacidade de prever con precisión o rendemento do ADC e o plan de frecuencia axuda aos deseñadores de sistemas a planificar correctamente un deseño de frecuencias en aplicacións como sistemas de comunicación, sistemas de radar militares/aeroespaciais e moitos outros tipos de aplicacións. Animámosche a aproveitar as funcións de procesamento de sinal dixital dos ADC de última xeración de Analog Devices.

Deixar unha mensaxe 

Lista de mensaxes