Deseño de radio pequeno factor de forma de banda X e Ku

Moitos sistemas electrónicos aeroespaciais e de defensa nos campos satcom, radar e EW / SIGINT requiren dende hai tempo acceso a unha parte, ou a todas, das bandas de frecuencia X e Ku. A medida que estas aplicacións se moven a plataformas máis portátiles, como os vehículos aéreos non tripulados (UAV) e as radios portátiles, é fundamental desenvolver novos deseños de radio de baixa potencia e factor de forma reducido que operen nas bandas X e Ku, mantendo uns niveis moi altos de actuación. Este artigo describe unha nova arquitectura IF de alta frecuencia que reduce drasticamente o tamaño, o peso, a potencia e o custo tanto do receptor como do transmisor sen afectar as especificacións do sistema. A plataforma resultante tamén é máis modular, flexible e definida por software que os deseños de radio existentes. Introdución Nos últimos anos, houbo un impulso cada vez maior para conseguir anchos de banda máis amplos, maior rendemento e menor potencia nos sistemas de RF, ao tempo que se aumenta o rango de frecuencias e se reduce o tamaño. Esta tendencia foi un motor de melloras tecnolóxicas, que permitiron unha maior integración dos compoñentes de RF do que se viu antes. Hai moitos impulsores que impulsan esta tendencia. Os sistemas Satcom observan velocidades de datos desexadas de ata 4 Gbps para soportar a transmisión e recepción de terabytes de datos recollidos ao día. Este requisito está a impulsar os sistemas a operar nas bandas Ku e Ka debido ao feito de que é máis fácil conseguir anchos de banda máis amplos e velocidades de datos máis altas a estas frecuencias. Esta demanda significa unha maior densidade de canles e un ancho de banda máis amplo por canle. Outra área de crecentes requisitos de rendemento é a EW e a intelixencia de sinais. As taxas de exploración deste tipo de sistemas están aumentando, polo que se necesitan sistemas que teñan un PLL de axuste rápido e unha ampla cobertura de ancho de banda. O impulso cara a un menor tamaño, peso e potencia (SWaP) e sistemas máis integrados deriva do desexo de operar dispositivos portátiles no campo, así como de aumentar a densidade de canles en grandes sistemas de localización fixa. O avance das matrices por fases tamén se habilita mediante unha maior integración dos sistemas de RF nun só chip. A medida que a integración fai que os transceptores sexan cada vez máis pequenos, permite que cada elemento da antena teña o seu propio transceptor, que á súa vez permite a progresión da formación de feixe analóxico á formación de feixe dixital. A formación de feixes dixital ofrece a posibilidade de rastrexar varios feixes á vez desde unha única matriz. Os sistemas de matriz por fases teñen unha infinidade de aplicacións, xa sexa para radar meteorolóxico, aplicacións EW ou comunicacións dirixidas. En moitas destas aplicacións, o impulso a frecuencias máis altas é inevitable, xa que o ambiente de sinal a frecuencias máis baixas faise máis conxestionado. Neste artigo, estes retos abórdanse mediante unha arquitectura altamente integrada baseada no transceptor AD9371 como receptor e transmisor de FI, permitindo a eliminación de toda unha etapa de FI e os seus compoñentes asociados. Inclúese unha comparación entre os sistemas tradicionais e esta arquitectura proposta, así como exemplos de como se pode implementar esta arquitectura mediante un proceso de deseño típico. En concreto, o uso dun transceptor integrado permite unha planificación de frecuencia avanzada que non está dispoñible nun transceptor de estilo superheterodino estándar. Visión xeral da arquitectura superheterodina A arquitectura superheterodina foi a arquitectura preferida durante moitos anos debido ao alto rendemento que se pode acadar. Unha arquitectura de receptor superheterodina consta normalmente dunha ou dúas etapas de mestura, que se alimentan a un conversor analóxico a dixital (ADC). Na Figura 1 pódese ver unha arquitectura de transceptor superheterodina típica.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: // www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= "Figura 1" & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am Figura 1. Os superheterodinos tradicionais de banda X e Ku ​​reciben e transmiten cadeas de sinal. A primeira etapa de conversión converte ascendente ou descendente as frecuencias de RF de entrada a un espectro fóra de banda. A frecuencia do primeiro IF (frecuencia intermedia) depende da planificación da frecuencia e do impulso, así como do rendemento do mesturador e dos filtros dispoñibles para o front end de RF. O primeiro IF tradúcese a unha frecuencia máis baixa que o ADC pode dixitalizar. Aínda que os ADC están facendo avances impresionantes na súa capacidade de procesar anchos de banda máis altos, o seu límite superior hoxe é de arredor de 2 GHz para un rendemento óptimo. A frecuencias de entrada máis altas, hai compensacións no rendemento vs. frecuencia de entrada que debe ser considerada, así como o feito de que as taxas de entrada máis altas requiren taxas de reloxo máis altas, que aumentan a potencia. Ademais dos mesturadores, hai filtros, amplificadores e atenuadores de pasos. O filtrado úsase para rexeitar sinais non desexados fóra de banda (OOB). Se non se marcan, estes sinais poden crear espurios que caen sobre un sinal desexado, o que dificulta ou imposibilita a súa demodulación. Os amplificadores configuran a cifra de ruído e a ganancia do sistema, proporcionando unha sensibilidade adecuada para recibir pequenos sinais, mentres non proporcionan tanto que o ADC sobra. Unha cousa adicional a destacar é que esta arquitectura require frecuentemente filtros de ondas acústicas de superficie (SAW) para cumprir os estrictos requisitos de filtrado para o antialiasing no ADC. Os filtros SAW inclúen un gran roll-off para cumprir estes requisitos. Non obstante, tamén se introducen atrasos significativos e ondulacións. Na Figura 2 móstrase un exemplo dun plan de frecuencia de receptor superheterodino para a banda X. Neste receptor, deséxase recibir entre 8 GHz e 12 GHz cun ancho de banda de 200 MHz. O espectro desexado mestúrase cun oscilador local sintonizable (LO) para xerar un IF a 5.4 GHz. O IF de 5.4 GHz mestúrase cun LO de 5 GHz para producir o IF final de 400 MHz. O IF final varía de 300 MHz a 500 MHz, que é un rango de frecuencias onde moitos ADC poden funcionar ben.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: // www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= "Figura 2" & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am Figura 2. Exemplo de plan de frecuencias para un receptor de banda X. Especificacións do receptor: o que importa Ademais da coñecida ganancia, a figura de ruído e as especificacións do punto de intercepción de terceira orde, algunhas especificacións típicas que inflúen na planificación de frecuencias para calquera arquitectura do receptor inclúen o rexeitamento de imaxes, o rexeitamento de IF, a radiación espuria autoxerada e a radiación LO. Espolones de imaxe: RF fóra da banda de interese que se mestura con LO para xerar ton en IF. Espolones IF: RF na frecuencia IF que se filtra a través do filtrado antes do mesturador e aparece como un ton no IF. Radiación LO: RF do LO que sae ao conector de entrada da cadea do receptor. A radiación LO proporciona un medio para ser detectada, mesmo cando se realiza unha operación de só recepción (ver Figura 3).       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- páxinas / artigos-técnicos / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure3.png? w = 435 'alt =' Figura 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 3. A radiación LO fuga cara atrás pola parte frontal. Espuro xerado por si mesmo: espolón en IF que resulta da mestura de reloxos ou osciladores locais dentro do receptor. As especificacións de rexeitamento da imaxe aplícanse tanto á primeira como á segunda fase de mestura. Nunha aplicación típica para as bandas X e Ku, a primeira etapa de mestura pode estar centrada en torno a un IF elevado no rango de 5 GHz a 10 GHz. Aquí é desexable un IF alto, debido ao feito de que a imaxe cae en Ftune + 2 × IF, como se mostra na Figura 4. Así, canto maior sexa o IF, máis afastada caerá a banda de imaxe. Esta banda de imaxe debe ser rexeitada antes de tocar o primeiro mesturador, se non, a enerxía fóra da banda deste intervalo aparecerá como espuria no primeiro IF. Esta é unha das razóns principais polas que adoitan empregarse dúas etapas de mestura. Se houbese unha única etapa de mestura, co IF nos centos de MHz, a frecuencia da imaxe sería moi difícil de rexeitar na parte frontal do receptor.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='Imaxe 4'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 4. Imaxes mesturadas en IF. Tamén existe unha banda de imaxe para o segundo mesturador ao converter o primeiro IF ao segundo IF. Como o segundo IF ten unha frecuencia máis baixa (entre algúns centos de MHz ata 2 GHz), os requisitos de filtrado do primeiro filtro IF poden variar bastante. Para unha aplicación típica onde o segundo IF é duns centos de MHz, o filtrado pode ser moi difícil cun primeiro IF de alta frecuencia, que requiren grandes filtros personalizados. Este pode ser frecuentemente o filtro máis difícil de deseñar do sistema, debido á alta frecuencia e aos requisitos de rexeitamento normalmente estreitos. Ademais do rexeitamento da imaxe, os niveis de potencia LO que regresan do mesturador ao conector de entrada de recepción deben filtrarse de forma agresiva. Isto garante que o usuario non pode ser detectado debido á potencia irradiada. Para conseguilo, o LO debe colocarse fóra da banda de paso de RF para garantir que se poida realizar un filtrado adecuado. Presentación da arquitectura High IF A última oferta de transceptores integrados inclúe o AD9371, un transceptor de conversión directa de 300 MHz a 6 GHz con dúas canles de recepción e dúas de transmisión. O ancho de banda de recepción e transmisión é axustable de 8 MHz ata 100 MHz e pódese configurar para operación dúplex por división de frecuencia (FDD) ou dúplex por división de tempo (TDD). A peza atópase nun paquete de 12 mm2 e consome ~3 W de potencia en modo TDD ou ~5 W en modo FDD. Co avance das calibracións de corrección de erros en cuadratura (QEC), conséguese un rexeitamento da imaxe de 75 dB a 80 dB.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/ -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='Imaxe 5'& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 5. Diagrama de bloques do transceptor de conversión directa AD9371. O avance do rendemento dos IC transceptores integrados abriu unha nova posibilidade. O AD9371 incorpora o segundo mesturador, segundo filtrado e amplificación IF e ADC de atenuación variable, así como filtrado dixital e decimación da cadea de sinal. Nesta arquitectura, o AD9371, que ten un rango de sintonía de 300 MHz a 6 GHz, pódese sintonizar a unha frecuencia entre 3 GHz e 6 GHz e recibir o primeiro IF directamente (ver Figura 6). Cunha ganancia de 16 dB, NF de 19 dB e OIP3 de 40 dBm a 5.5 GHz, o AD9371 especifícase idealmente como receptor IF.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435 ' alt='Imaxe 6'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 6. Transceptor de banda X ou Ku con AD9371 como receptor FI. Co uso do transceptor integrado como receptor de FI, xa non hai unha preocupación pola imaxe a través do segundo mesturador, como é o caso do receptor superheterodino. Isto pode reducir moito o filtrado necesario na primeira tira IF. Non obstante, aínda debe haber algún filtrado para ter en conta os efectos de segunda orde no transceptor. A primeira tira IF agora debería proporcionar filtrado a dúas veces a primeira frecuencia IF para negar estes efectos, unha tarefa moito máis sinxela que filtrar a segunda imaxe e a segunda LO, que pode estar tan preto de varios centos de MHz. Estes requisitos de filtrado normalmente pódense resolver con filtros LTCC pequenos e de baixo custo. Este deseño tamén proporciona un alto nivel de flexibilidade no sistema e pódese reutilizar facilmente para diferentes aplicacións. Unha forma de proporcionar flexibilidade é na selección de frecuencia IF. Unha regra xeral para a selección IF é poñela nun rango de 1 GHz a 2 GHz superior ao ancho de banda do espectro desexado a través do filtrado frontal. Por exemplo, se o deseñador desexa 4 GHz de ancho de banda de espectro de 17 GHz a 21 GHz a través do filtro frontal, o IF pódese colocar a unha frecuencia de 5 GHz (1 GHz por riba do ancho de banda desexado de 4 GHz). Isto permite un filtrado realizable na parte frontal. Se só se desexa un ancho de banda de 2 GHz, pódese utilizar un IF de 3 GHz. Ademais, debido á natureza definible por software do AD9371, é fácil cambiar o IF sobre a marcha para aplicacións de radio cognitiva, onde se poden evitar o bloqueo de sinais a medida que se detectan. O ancho de banda facilmente axustable do AD9371 de 8 MHz a 100 MHz permite ademais evitar interferencias preto do sinal de interese. Co alto nivel de integración na arquitectura de alta IF, acabamos cunha cadea de sinal do receptor que ocupa aproximadamente o 50% do espazo necesario para un superheterodino equivalente, ao tempo que diminuímos o consumo de enerxía nun 30%. Ademais, a arquitectura de FI alto é un receptor máis flexible que a arquitectura superheterodina. Esta arquitectura é un facilitador para mercados SWaP baixos onde se desexa un tamaño pequeno sen perda de rendemento. Planificación de frecuencias do receptor coa arquitectura de IF alto Unha das vantaxes da arquitectura de IF alto é a capacidade de sintonizar o IF. Isto pode ser particularmente vantaxoso cando se intenta crear un plan de frecuencias que evite calquera estímulo interferente. Pode producirse un espolón interferente cando o sinal recibido mestúrase co LO no mesturador e xera un espolón m × n que non é o ton desexado dentro da banda IF. O mesturador xera sinais de saída e espuelas segundo a ecuación m × RF ± n × LO, onde m e n son números enteiros. O sinal recibido crea un espolón m × n que pode caer na banda IF e, en certos casos, o ton desexado pode provocar un espolón cruzado a unha frecuencia particular. Por exemplo, se observamos un sistema deseñado para recibir de 12 GHz a 16 GHz cun IF a 5.1 GHz, como na Figura 7, as frecuencias de imaxe m × n que fan que apareza un espolón na banda pódense atopar coa seguinte ecuación : &amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='Imaxe 7'& ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am ;amp;amp;gt; Figura 7. Receptor e transmisor de 12 GHz a 16 GHz con arquitectura de FI alta. Nesta ecuación, RF son as frecuencias de RF na entrada do mesturador, que fan que un ton caia no IF. Usemos un exemplo para ilustralo. Se o receptor está sintonizado a 13 GHz, isto significa que a frecuencia LO é de 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Conectando estes valores na ecuación anterior e permitindo que m e n oscilan entre 0 e 3, obtemos a seguinte ecuación para RF: Os resultados están na seguinte táboa: Táboa 1. H * N espúrias Táboa por 18.1 GHz LO MN RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 Na táboa, a primeira fila/cuarta columna mostra o sinal de 13 GHz desexado, que é o resultado dun produto 1 × 1 no mesturador. A quinta columna/cuarta fila e a oitava columna/terceira fila mostran frecuencias dentro da banda potencialmente problemáticas que poden aparecer como espuelas na banda. Por exemplo, un sinal de 15.55 GHz está dentro do intervalo desexado de 12 a 16 GHz. Un ton a 15.55 GHz na entrada mestúrase co LO, para xerar un ton de 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). As outras filas (2, 3, 4, 6, 7 e 9) tamén poden supoñer un problema, pero debido a que están fóra de banda, poden filtrarse polo filtro de paso de banda de entrada. O nivel do espolón depende de varios factores. O factor principal é o rendemento do mesturador. Dado que un mesturador é intrínsecamente un dispositivo non lineal, existen moitos harmónicos xerados dentro da peza. Dependendo do ben que coincidan os díodos dentro do mesturador e do ben que estea optimizado para un rendemento espurio, determinaranse os niveis de saída. Na táboa de datos inclúese normalmente un gráfico de estímulo mesturador que pode axudar a determinar estes niveis. Na Táboa 2 móstrase un exemplo dun gráfico de estimulación do mesturador para o HMC773ALC3B. O gráfico especifica o nivel de dBc dos espolóns en relación co ton 1 × 1 desexado. Táboa 2. Gráfico de estabilización do mezclador para HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Con este gráfico estimulante, xunto cunha extensión da análise que se fixo na táboa 1, podemos xerar unha imaxe completa do que os tons de imaxe m × n poden interferir co noso receptor e en que nivel. Pódese xerar unha folla de cálculo cunha saída similar á que se mostra na Figura 8.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435 ' alt='Imaxe 8'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 8. imaxes m × n para receptor de 12 GHz a 16 GHz. Na Figura 8, a parte azul mostra o ancho de banda desexado. As liñas mostran diferentes m × n imaxes e os seus niveis. A partir deste gráfico, é fácil ver que requisitos de filtrado son necesarios antes do mesturador para cumprir os requisitos de interferente. Neste caso, hai varios espolóns de imaxe que caen en banda e non se poden filtrar. Agora veremos como a flexibilidade da arquitectura de IF alto nos permite traballar en torno a algúns destes estímulos, que é algo que a arquitectura superheterodina non se permite. Evitando interferentes no modo de receptor O gráfico da Figura 9 mostra un plan de frecuencias similar que oscila entre 8 GHz e 12 GHz, cun IF predeterminado de 5.1 GHz. Este gráfico ofrece unha visión diferente dos espolones do mesturador, mostrando a frecuencia de sintonía central vs. m × n frecuencia de imaxe, en oposición ao nivel de espolón como se mostrou anteriormente. A liña diagonal en negrita 1: 1 deste gráfico mostra o espolón 1 × 1 desexado. As outras liñas do gráfico representan as m × n imaxes. No lado esquerdo desta figura hai unha representación sen flexibilidade na afinación IF. O IF está fixado en 5.1 GHz neste caso. Cunha frecuencia de sintonización de 10.2 GHz, un espolón de imaxe 2 × 1 cruza o sinal desexado. Isto significa que se estás sintonizado a 10.2 GHz, hai unha boa probabilidade de que un sinal próximo poida bloquear a recepción do sinal de interese. A trama correcta mostra unha solución a este problema coa sintonización de FI flexible. Neste caso, o IF cambia de 5.1 GHz a 4.1 GHz preto de 9.2 GHz. Isto evita que o espolón cruzado se produza.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435 ' alt='Imaxe 9'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 9. Espolón de cruce m × n sen flexibilidade de FI (arriba) e evitando o cruzamento con afinación de FI (inferior). Este é só un exemplo sinxelo de como se poden evitar os sinais de bloqueo coa arquitectura de alta IF. Cando se combina con algoritmos intelixentes para determinar interferencias e calcular novas frecuencias potenciais de FI, hai moitas formas posibles de facer un receptor que se poida adaptar a calquera ambiente espectral. É tan sinxelo como determinar un IF adecuado dentro dun rango determinado (normalmente de 3 GHz a 6 GHz), despois recalcular e programar o LO en función desa frecuencia. Planificación da frecuencia do transmisor coa arquitectura de alta FI Do mesmo xeito que coa planificación da frecuencia de recepción, é posible aproveitar a natureza flexible da arquitectura de alta FI para mellorar o rendemento espurio do transmisor. Mentres que no lado do receptor, o contido de frecuencia é algo imprevisible. No lado da transmisión, é máis doado predecir o espurio na saída do transmisor. Este contido de RF pódese predicir coa seguinte ecuación: Cando o IF está predefinido e determinado pola frecuencia de sintonía do AD9371, o LO está determinado pola frecuencia de saída desexada. No lado de transmisión pódese xerar un gráfico de mestura similar ao que se fixo para a canle do receptor. Un exemplo móstrase na Figura 10. Neste gráfico, os espolones máis grandes son a imaxe e as frecuencias LO, que se poden filtrar ata os niveis desexados cun filtro de paso de banda despois do mesturador. Nos sistemas FDD nos que a saída espúrea pode desensibilizar un receptor próximo, os espolones en banda poden ser problemáticos e é aquí onde a flexibilidade da sintonización IF pode ser útil. No exemplo da Figura 10, se se usa un IF estático de 5.1 GHz, existirá un espolón cruzado na saída do transmisor, que estará preto de 15.2 GHz. Axustando o IF a 4.3 GHz a unha frecuencia de sintonía de 14 GHz, pódese evitar o estímulo cruzado. Isto é representado na Figura 11.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435 ' alt='Imaxe 10'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 10. Saída espuria sen filtrado.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435 ' alt='Imaxe 11'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 11. O FI estático provoca un espolón cruzado (arriba), a sintonización do FI para evitar un espolón cruzado (abaixo). Exemplo de deseño: sistema FDD de banda ancha Para mostrar o rendemento que se pode acadar con esta arquitectura, construíuse un prototipo de sistema FDD de receptor e transmisor con compoñentes de Analog Devices dispoñibles e configurouse para o funcionamento de 12 GHz a 16 GHz na banda de recepción. e operación de 8 GHz a 12 GHz na banda de transmisión. Usouse un IF de 5.1 GHz para recompilar datos de rendemento. O LO estableceuse nun rango de 17.1 GHz a 21.1 GHz para a canle de recepción e de 13.1 GHz a 17.1 GHz para a canle de transmisión. O diagrama de bloques do prototipo móstrase na figura 12. Neste diagrama, a placa conversor X e Ku ​​móstrase á esquerda e a tarxeta de avaliación AD9371 á dereita.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435 ' alt='Imaxe 12'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 12. Diagrama de bloques para o sistema prototipo FDD de receptor e transmisor de banda X e Ku. Os datos de ganancia, cifra de ruído e IIP3 recolléronse no convertidor descendente de recepción e móstrase na Figura 13 (arriba). En xeral, a ganancia foi de ~ 20 dB, NF foi de ~ 6 dB e IIP3 foi de ~ - 2 dBm. Poderíase acadar algún nivel de ganancia adicional co uso dun ecualizador ou unha calibración de ganancia empregando o atenuador variable no AD9371.       & amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435 ' alt='Imaxe 13'& amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;am amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; Figura 13. Datos do receptor de banda Ku (arriba), datos do transmisor de banda X (abajo). Tamén se mediu o convertedor ascendente de transmisión, rexistrando a súa ganancia, 0 P1dB e OIP3. Estes datos están representados a través da frecuencia na Figura 13 (abaixo). A ganancia é de ~27 dB, P1 dB ~22 dBm e OIP3 ~32 dBm. Cando esta placa está combinada co transceptor integrado, as especificacións xerais para recibir e transmitir son as que se amosan na táboa 3. Táboa 3. Táboa do rendemento global do sistema Rx, 12 GHz a 16 GHz Tx, 8 GHz a 12 GHz Ganancia 36 dB Potencia de saída 23 dBm Ruído Figura 6.8 dB Ruído mínimo –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, máximo (sen AGC) ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Potencia 3.4 W Potencia 4.2 W En xeral, o rendemento do receptor está en liña cunha arquitectura superheterodina, mentres que a potencia é moi reducida . Un deseño superheterodino equivalente consumiría máis de 5 W para a cadea do receptor. Ademais, a placa prototipo foi fabricada sen prioridade para diminuír o tamaño. Con técnicas de deseño de PCB axeitadas, ademais de integrar o AD9371 no mesmo PCB que o downconverter, o tamaño total dunha solución que usa esta arquitectura poderíase condensar a só 4 a 6 polgadas cadradas. Isto mostra un aforro de tamaño significativo sobre unha solución superheterodina equivalente, que estaría máis preto de 8 a 10 polgadas cadradas.

Deixar unha mensaxe 

Lista de mensaxes